可以使用极快的开关晶体管：超级结 MOSFET (SJ)、碳化硅 MOSFET (SiC) 和基于氮化镓 (GaN) 的晶体管；这些仍然比传统晶体管昂贵得多，但它们使设计更小、更高效的开关电源和 DC-DC 转换器成为可能。在设计研究中，在Traco Power 电源单元的 PFC 阶段实现并测量了 GaN 晶体管的使用。对优缺点以及相关的技术问题进行了详细的研究和描述。

近几十年来，电力电子领域发展迅速。这主要是由于越来越快的半导体开关，这使得设计更小的用于存储电能的组件成为可能，例如电容器和电感。结合更高的效率，这允许实现更小的电力电子组件，例如电源单元和 DC-DC 转换器。在过去的几十年中，半导体开关一直在不断增强。

最新的半导体开关，例如超级结 MOSFET (SJ)、碳化硅 MOSFET (SiC) 和基于氮化镓 (GaN) 的晶体管，实现的开关时间几乎比传统 MOSFET 短十倍。这会显着降低开关损耗，从而实现更高的开关频率。由于这一点和提高的效率，可以实现更小的开关电源设计体积。

但是，请注意，这些优势并不适用于所有用于开关电源和 DC-DC 转换器的开关拓扑。由于高效和低成本的控制器 IC 的可用性，近年来已经使用了各种谐振转换器概念，其特点是在电源打开或关闭的那一刻，开关处的电流或电压元件已经为零，从而防止任何功率或能量损失（ZVS 或 ZCS：零电压开关和零电流开关）。由于这些通常涉及真正谐振转换器的开关概念原则上不会产生任何功率损耗，因此即使使用更快的开关元件，也不应期望开关损耗进一步降低。

例如，图 1 显示了典型 Traco Power 工业电源单元的一般电路图，输入端带有 PFC 转换器，输出端带有谐振转换器。全部电能流经标记为 L 和 C 的元件，电容器和电感的值基本上根据谐振频率确定转换器的开关频率。

图 1.

Traco 开关电源的典型通用电路图，输入端带有升压转换器，用于产生正弦输入电流，谐振转换器用于电位分离和电压调节

电源单元的输入配备了一个升压 DC-DC 转换器（PFC 转换器），它在输入端强制提供准正弦电源入口电流以校正功率因数。下游谐振转换器用于调节电压电平，实现与电源电压的电流隔离，以及调节电源电压和负载的变化。然而，由于谐振或半谐振开关 PFC 转换器非常复杂并且只能以高度复杂的方式实现，因此使用新推出的、非常快速的开关晶体管作为有源高频开关提供了一个可行的选择升压转换器。

为了能够通过这些快速开关元件通过降低开关损耗显着提高开关电源的效率，还必须降低二极管和整流器的传导损耗。在这方面，建议升压转换器采用所谓的“图腾柱”拓扑。这使得可以将传统使用的具有相对较高传导损耗的电源整流器从四个二极管减少到两个二极管。相应的细节如图 2 所示。该电路是用 GaN 晶体管设计和测试的。

图2.

用于校正电源入口电流功率因数的图腾柱电路

优点和缺点以及相关的技术挑战如下所述。

为什么使用氮化镓？

超级结 MOSFET (SJ) 开关速度非常快，易于更换，而且价格便宜且易于获得。缺点是在较高的开关频率下工作时控制功率相对较高，开关损耗高，以及体二极管在反向工作时的恢复时间长。碳化硅 MOSFET (SiC) 比 SJ MOSFET 更快，它们非常适合高阻断电压，并且具有稳健的雪崩行为和具有极短反向恢复时间的体二极管。然而，这些晶体管的控制稍微复杂一些，因为可能需要负栅极预加载。

氮化镓 (GaN) 晶体管通常有两种不同的设计：自导式和自阻式。根据类型和制造商的不同，这会导致对这些组件的浇口控制有不同的要求。然而，GaN 晶体管的优势是开关时间缩短了十倍，并且无需体二极管。在某些情况下，这种优势可以证明为控制和管理这些组件而增加的支出是合理的。

为了能够充分利用 GaN 晶体管的所有优势，需要更复杂的栅极控制电路，该电路通常已经集成在开关断路器的芯片上。缺点是不同制造商的组件不再兼容，不能轻易相互交换。

带有 GaN 晶体管的升压转换器（PFC 转换器）的快速开关

在图 3 中，升压转换器被设计为“图腾柱电路”。输出电压总是高于输入电压。根据输入电压的极性，两个晶体管交替用作有源开关或用作扼流圈电流的有源续流二极管。这些晶体管以“D”和“(1-D”)的占空比交替控制。

图 3.

图腾柱输入转换器带有输入和输出滤波器以防止无线电干扰

当两个开关都使用非常快速开关的 GaN 晶体管时，该级可以在连续扼流电流下运行。这意味着当开关打开或关闭时，扼流电流不必为零，因为只会产生非常低的开关损耗。因此，储能扼流圈可以在明显较低的高频交流电流下运行。

由于在控制技术方面，通过扼流圈和整流二极管的电流得到适当控制，为了进一步降低功率损耗，整流二极管也可以用导通电阻非常低的 SJ MOSFET 代替。这导致总功率损耗的进一步降低，从而也提高了效率。

由于 GaN 晶体管的开关时间仅为几纳秒，因此会引起寄生电感和电容产生极高频振荡，从而导致输入和输出出现严重干扰并对测量产生负面影响。因此，使用了图 3 中所示的过滤器。测量的开关信号，在每种情况下在 GaN 晶体管的漏极和源极端子之间测量，如图 4 所示；相关的测量设计如图 5 所示。

图 4a

图 4b

图 4.

带有 (a) 和不带有 (b) 用于防止瞬态响应的外部 SiC 并联二极管的 PFC 转换器中 GaN 晶体管的开关行为

图 5.

测量设计

对于此处使用的 GaN 晶体管，很明显需要与漏源并联的 SiC 二极管（D3 和 D4）来防止死区时间（GaN 反向传导，栅极“关闭”）期间的振荡。图 4 显示了 GaN 晶体管漏源电压关断行为的测量结果，无论有没有外部并联二极管。开关过程的时间不到 7 纳秒，这意味着它比标准 MOSFET 的时间短约十倍。与传统的 MOSFET 开关相比，这也导致导通和关断损耗降低了相同的系数。

上图所示电路设计用于 1000 W 的输出；两个开关晶体管是 80mOhm GaN 晶体管。控制和调节是离散和模拟设置的，因此可以影响和设置所有运行参数。图 4b 中显示的关闭后的振荡会产生难以过滤的高频干扰，这需要大量的过滤工作；因此，必须避免它们。

使用 GaN 晶体管降低电感

电感的损耗和大小对升压转换器（PFC 转换器）的效率有重大影响。电感的储存能量与导通和关断期间的电流幅度成二次方关系；同时，欧姆损耗与电流成二次方增加。

另一方面，电感中的磁滞损耗取决于磁芯的体积、电流的交流分量，从而取决于磁流密度变化的冲程和开关频率。评估的测试设计使用 100kHz 的平均开关频率。110VAC 和 230VAC 输入电压的扼流电流测量结果如图 6 所示。

由于纹波电流的大小取决于输入电压和升压电压之间的差值，因此较低的输入电压（图 6a）会导致纹波电流高于使用较高电压的操作（图 6b）。在低输入电压下，电感中磁性材料的热损失要大得多，因此必须考虑这种不利的工作情况。

图 6a。

扼流圈中的电流 (L2) @ 110V

图 6b。

扼流圈中的电流 (L2)@ 230V

图 6 显示了在 a) 110VAC 电源输入电压和 b) 230VAC 电源输入电压下升压转换器（PFC 转换器）电感中的电流测量值。

由于磁芯损耗随着电感中电流纹波系数的降低而降低，具有 GaN 晶体管的 PFC 转换器提供了使用磁性材料作为电感的选项，具有非常高的磁饱和磁通密度，尽管比磁滞损耗相对较高。这使得可以在几百 kHz 的低开关损耗下使用更高的开关频率。这允许进一步减小电感的结构尺寸。

由于更快的切换而增加的干扰

GaN 晶体管中极短的开关过程导致方波电流和电压的产生，由于极高的激活和去激活边缘，这会产生高频干扰电压和电流。这些都是不可取的，必须进行适当的过滤，以防止电磁干扰从开关电源通过连接线或辐射传输到其周围环境。共模干扰最难过滤；相应的测量结果如图 7 所示。

图 7.

PFC 转换器在 1000W 满负载和 230VAC 电源电压下的共模干扰电流（绿色）和共模干扰电压（红色）

详细视图显示 100Hz 的共模电压非常快地反转其极性；高频部分是由升压二极管的能量恢复引起的。在此过程中，电流无法找到通过二极管 D1 D2 的路径，因此作为共模电流通过 Y 电容器流回电网。对有源升压二极管使用智能控制并用 MOSFET 替换无源整流二极管 D1 D2，可以显着降低此电流。

使用 GaN 晶体管提高效率并减小结构尺寸

PFC 转换器的效率通常由半导体开关的传导和开关损耗以及电感的欧姆和磁化损耗组成。测量总损失并计算单个损失的比例；它们如图 8 所示。

图 8.

电源电压为 230VAC 时，与电源输入电压相关的总损耗分配给各个组件

由于输入电压较低时电流较高，电感的磁性材料损耗较高，因此效率在很大程度上取决于电源输入电压。图 9 再次总结了这种关系。

图 9.

与具有 SJ MOSFET 的“边界模式交错”PFC（橙色）相比，与电源输入电压相关的具有 GaN 晶体管（蓝色）的图腾柱 PFC 转换器的总体效率

在 PFC 转换器中使用 GaN 晶体管可实现高效率

综上所述，可以说在 PFC 转换器中使用具有合适电路设计的 GaN 晶体管可以产生超过 99% 的极高效率；然而，用于低电源电压的经济可行的 GaN 晶体管的导通电阻显然仍然过高，并且必须使用激活的 MOSFET 作为电源二极管。这导致效率比采用带桥式整流器的传统 MOSFET 的 PFC 转换器高 3% 至 5%。

因此，在开关电源中结合使用 PFC 转换器和谐振转换器可实现 96% 以上的整体效率。